高頻開關電源變壓器發熱原因與對策
2017-5-11 17:22:54??????點擊：
國家標準《干式變壓器》GB6450-1986對干式變壓器的溫升限值做出了規定。1、對干式變壓器的線圈，當采用A級絕緣材料時，其極限工作溫度在105℃時，最高溫升應小于60℃；當采用E級絕緣材料時，其極限工作溫度在120℃時，最高溫升應小于75℃；當采用B級絕緣材料時，其極限工作溫度在130℃時，最高溫升應小于80℃；當采用F級絕緣材料時，其極限工作溫度在155℃時，最高溫升應小于100℃；當采用H級絕緣材料時，其極限工作溫度在180℃時，最高溫升應小于125℃；當采用C級絕緣材料時，其極限工作溫度在220℃時，最高溫升應小于150℃。降低高頻開關直流電源變壓器的發熱，不僅可以簡化散 熱與風冷設計，降低散熱成本，還可提高 整機的效率與工作可靠性，所以一直是人 們不斷追求與探索的目標方向。
對減少高頻變壓器工作時的發熱與溫升，我們熟知的常用方法措施有：
1選擇合適的磁芯、骨架的形狀類型，以EER35-42與EE40這兩種造形結構的磁性材為例， 兩者可用功率相近，但在相同輸出功率使用時，由于EER35-42無論線包還是鐵氧體的熱交換表 面積比EE40更大，所以工作時的溫升明顯要比EE40來得更低些。
2選用高性能低損耗的高頻鐵氧體磁芯材料，合理選取鐵芯在對應工作頻率Fs下的磁擺幅 ΔB。
3 合理選取繞組導線電流密度J，當然不僅僅是DC電流密度，更重要的是其AC電流密度。
4繞組線材類型的合理選取，如多股并聯、里茲線、銅箔等，就比同等截面積的單根漆包 線有更低的高頻交流阻抗。
5線圈繞制結構改進與分布參數的有效控制，有雙線并行繞法（增強互感）、層間“Z”型繞 法（減小層間壓差）、分段繞法（減少分布電容、降低AC阻抗）、P/S“三明治”交叉換位（減小 漏感）、P/S多槽交叉換位繞法等等。
6防止磁路氣隙處漏磁通引起的損耗發熱，可限制氣隙間距，或采用特種氣隙結構，使氣 隙遠離繞組線包等等。
7單個變壓器分散成多個變壓器組合。如EE55C（21mm厚）分開為兩個EER49，同樣輸 出功率，同樣散熱條件，溫升至少可以下降攝氏10度以上。
8強制空氣對流散熱（風冷）。
9液（油）冷散熱。
以上第1條至第7條所講的是一些為大家所熟知的， 也是行之有效的常用方法。而第8第9則是指散熱方法。
當然，也見到過一些較為特別的散熱構造方法，如 將繞組銅箔即做繞組導線用，引出至線包外又做散熱片 用，將兩者功能合二為一的設計方法；也有將低感量大 電流的濾波電感繞組導線做成類似散熱器造形的“多表 面積”結構，同時即置于磁路中，又處于風道中，有利 與熱交換，也大大改善了“集膚”效應，見圖片…等等。
理論與實踐解析高頻變壓器發熱機理與對策
然而在設計實踐中，往往會遇到已做足了上述的各個 環節的功夫，但變壓器工作時的發熱還是減不下來的情 形，此時說明還存在一些容易被忽視的、會導致變壓器發 熱的其它相關因素存在。
當遇到變壓器設計已“沒啥問題”而工作溫度卻又降不 下來時，我們已有必要把目光從變壓器轉移到外圍電路的 “器件特性”上來，其實來自外圍器件引起的“與變壓器互為 作用”而導致的工作溫升過高，在變壓器發熱的因素中也 占有相當的比重，畢竟對整個電源而言，原邊開關管也 好，副邊整流管也好，吸收補償也好，諧振回路（電感或 電容）也好，甚至PFC及濾波電容，PCB布線等，與變壓 器都同屬一個整體，其工作狀態必定會是相互關聯又互相 影響的，只是影響作用的強弱而已。
其中對變壓器工作溫升影響最大的是副邊整流(續流)二極管的反 向恢復特性，以常見大功率電源為例（也不難分析小功率反激副變整 流二極管的工作狀況），無論是橋式拓撲副邊的兩個全波整流二極 管，或是正激拓撲的整流與續流二極管，在反向恢復期內都會產生瞬 時共態導通現象，從而在漏感上引起幅度遞減的正弦（有時并非完全 是正弦）尖峰振蕩，這個比開關頻率高得多且有較高電壓峰值的振蕩 波會在原副邊之間相互耦合，額外地使線包、磁芯的各種損耗增加， 尤其是與頻率成指數比例關系的損耗，增加得更為明顯。因為在二極 管“共態導通”瞬間的 第一個尖峰波時段內，原邊勵磁電感量下降到 了接近于：“短路副邊測得原邊的漏感值”，如遇處理不當，則原邊的 瞬時峰值電流將超過正常工作時的數倍至十數倍！這時磁芯的磁擺幅 △B 將增大，繞組導線的高頻電流密度也急劇增加，在過后的衰減振 蕩過程里，雖然損耗是遞減的，但整個尖峰衰減振蕩是隨著工作頻率 周而復始地產生的，所以就不難想象會使線溫、鐵溫升高不少。當然 這種尖峰對電源的可靠性也會帶來不利影響。
為了有效減低二極管反向恢復引起的尖峰振蕩，采用原邊 串一小電感量的電感，并用二極管進行箝位（圖2、圖4）來達 到“零電流”開通是常見慣用的方法，橋式、正激都有應用，對 改善這種開關管導通時的反向恢復尖峰很有幫助，對降低變壓 器的工作溫升也效果明顯。但處理不當時，這一附加電感的無 功“吞吐”在箝位二極管上也會引起一種新的尖峰振蕩，同時也 會與開關管結電容（或諧振電容）、變壓器分布參數發生新的“ 諧振”，使原邊“附加”新的高頻環流….無論在硬開關或移相諧振 軟開關中都可能會遇到這個問題，因此選取最佳附加串聯電感 的參數，就不是一件簡單的事情了，有時往往許要通過實測來 修正。當然要有效降低開關管導通時的“尖峰振蕩”，一般還會 采取在二極管上并RC吸收、引腳上套飽和磁珠、合理選取開關 管柵極電阻等組合措施。
曾用一個雙管正激48KHz 3KW的實驗電源做過對比 測試，采用同一個變壓器，不同的尖峰吸收措施，起始溫 度都相同，見其電壓尖峰波形分別如圖5、圖6，在相同環 境無風冷條件下滿載工作2分鐘后再測變壓器線包的溫 升，結果圖6波形要比圖5波形低5~6度！如為長時間連續 工作狀況，則兩種波形時的溫升差別之大就不難想象了。
需要特別提一下的是，用增加變壓器漏感的方法來改 善“原邊開關管導通時的尖峰振蕩”在大多數情況下會是得 不償失的，例如在正激拓撲中，因漏感儲能最終將在“開 關管關斷瞬間以反激方式釋能”，此時對圖1、圖2中的副 邊D3與原邊DQ1、 DQ2、D1、D2而言（不難推斷出橋式 圖3圖4的情況），又將出現關斷尖峰振蕩，漏感儲能越 大，則關斷尖峰越高，對降低變壓器工作溫升一樣不利。
對二極管的關斷尖峰振蕩，一般可用原邊加RC或 RCD緩沖加以吸收。在前述的48KHz 3KW實驗電源中試 驗增加恰當的RCD緩沖吸收電路，對改善開關管關斷時出 現的“二極管尖峰振蕩”具有較明顯的作用效果。對有無 RCD緩沖吸收電路（圖1圖2中的R1、C1、DR1及R2、 C2、DR2）做無風冷滿載工作2分鐘后的實驗測試表明， 繞組線包溫升相差達攝氏6~7度！（環境溫度為25度時）。
需要說明的是，增加RCD后對變壓器溫升的改善也可 能不僅僅完全是對二極管關斷尖峰振蕩抑制所起的作用， 可能還有一些其它未曾搞清的因素存在。另外，在電路中 增加RCD緩沖屬“有損”尖峰吸收方法，因此也有人把它的 作用看做是一種能量轉移消耗，只是把變壓器與開關管的 發熱轉移到了R上，其實這種說法是片面的，不能完全這 樣認為，這種限制du/dt 的吸收電路如做得“恰到好處”則 會帶來整體性（降低開關管、整流管的溫升，提高可靠 性，改善EMI等等）的改善，其利遠大于弊，題外話了。
介紹一個80KHz 500W雙管正激電源的設計實例，采 取的措施有：P/S原副多重交叉換位串并繞制方法，使變壓器 漏感減小到0.2%以下，適中的磁芯磁擺幅△B，用調整氣隙方 法修正了的變壓器原邊諧振頻率Fr，副邊采用肖特基整流，同 時將肖特基的工作電流降低至標稱額定值的1/10，以進一步改 善其恢復特性，整流與續流二極管并RC尖峰吸收，輸出濾波 電感采用純線性電感，并優化了PCB布線，以及MOS管柵極 驅動參數，這時滿載工作的變壓器電壓波形的振鈴幾乎接近消 失！整流二極管與續流二極管節點對地電壓波接近標準方波， 毛刺較低見圖9、圖10，為滿載實測波形。由于整機效率相對 較高，所以工作時的變壓器溫升非常之低！
作為一個探討性的話題，在外圍器件導致變壓器發熱 的機理中，對于二極管的反向恢復特性引起的這種發熱機 理而言較為“直接”而容易理解，也較易找到解決方法。
而實踐告訴我們：引起變壓器額外發熱的因素還有 很多，如變壓器諧振頻率Fr的高低…各種分布參數的影 響…繞組結構差別…漏感大小等等…尤其是在全橋諧振拓 撲中，有時氣隙的微微變化，就會引起開關管及變壓器的 溫升變化…這些導致發熱的機理有時就不是那么容易“直 接”地理解了，有時實測波形的差別極小，而實測的工作 溫度差別卻不小。
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